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開關電源之雷擊浪涌技術解剖

來源: 時間:2018-11-16 11:53:28 瀏覽次數:

雷擊(主要模擬間接雷):例如,雷電擊中戶外線路,有大量電流流進外部線路或接地電阻,因而產生的干擾電壓;又如,間接雷擊(如云層間或云層內的雷擊)在線路上感應出的電壓或電流;再如,雷電擊中了鄰近物體
1雷擊浪涌的起因
1)雷擊(主要模擬間接雷):例如,雷電擊中戶外線路,有大量電流流進外部線路或接地電阻,因而產生的干擾電壓;又如,間接雷擊(如云層間或云層內的雷擊)在線路上感應出的電壓或電流;再如,雷電擊中了鄰近物體,在其四周建立了電磁場,當戶外線路穿過電磁場時,在線路上感應出了電壓和電流;還如,雷電擊中了四周的地面,地電流通過公共接地系統時所引進的干擾。
(2)切換瞬變:例如,主電源系統切換時(例如補償電容組的切換)產生的干擾;又如,同一電網中,在靠近設備四周有一些較大型的開關在跳動時所形成的干擾;再如,切換有諧振線路的晶閘管設備;還如,各種系統性的故障,例如設備接地網絡或接地系統間產生的短路或飛弧故障。
雷擊浪涌發生后開關電源不能損壞。兩種通常的類型,“雷擊” 和“振鈴” 波。

2雷擊浪涌基本保護器件介紹
GDT 陶瓷氣體放電管 Gas Discharge Tubes
陶瓷氣體放電管是一由電壓導通的開關型器件,使用中并聯在被保護設備的線與線或線與地端之間。陶瓷氣體放電管是防雷保護設備中應用最廣泛的開關器件,浪涌電流大,極間電容低最低1p,絕緣阻值可達10G,擊穿電壓分散性較。
 
TVS 瞬態抑制二極管Thyristor Surge Suppressors
瞬態抑制二極管是一種限壓型的過壓保護器件,以pS 級的速度把過高的電壓限制在一個安全范圍之內,從而起到保護后面電路的作用。

MOV 壓敏電阻Metal Oxide Varistors
壓敏電阻是以氧化鋅為材料燒結而成的半導體限壓型浪涌器件,它以其優異的非線性特性和超強的浪涌吸收能力被廣泛應用于電子電路中進行保護。
 
PTC 自恢復保險絲 Positive Thermal Coefficient
自恢復保險絲是一種過流電子保護元件,采用高分子有機聚合物在高壓、高溫,反應的條件下,攙加導電粒子材料后,經過特殊的工藝加工而成。

ESD/TVS 靜電保護陣列 ESD/TVS Arrays
靜電保護陣列具有反應速度快,小於0.5nS,導通電壓低,體積小、集成度高能同時實現多條資料線保護,電容值較低,可達0.3pF,是理想的高頻保護器件。
 
GGD 玻璃放電管 Glass Gas Discharge Tubes
玻璃放電管是一種抑制異常高壓脈沖、保護低壓電路免受瞬間高壓破壞的一種過壓保護器件。它是利用微隙放電的原理,并利用半導體芯片的激活作用研制而成的引導性保護組件,具有響應速度快、耐沖擊、性能穩定、重復性好和壽命長等優點。
 
3雷擊浪涌的測試項目以及PCB layout需要注意的。
雷擊的測試項目主要針對電源火線(L),地線(N),安全地(E)進行不同組合測試主要測試項目有四種(L→E , N→E, L&N→E, L→N), 一般設計考慮上分為共模(Common Mode)與差模(Differential mode)兩大類,
A. L→E , N→E, L&N→E 測試屬于共模(Common Mode)
B. L→N 測試屬于差模(Differential mode)
以下是做雷擊測試時Common Mode 和Differential mode 的路徑如下圖所示
圖 
共模的雷擊對策: (Common Mode)

共模雷擊能量泄放路徑,(參考上圖綠線) ,首先考慮跨初、次級會因安全距離不足而造成其雷擊跳火或組件損壞的路徑有那些?(變壓器 /光耦合器 /Y-Cap)針對這三個組件選擇與設計考慮如下:
1. 變壓器:
因變壓器橫跨于初、次級組件, 依照工作電壓有不同的安規距離要求, 一般采
用Class B 的等級, 零件本身初次級需通過Hi-POT 3000Vac , 需特別注意腳距離與鐵心的距離以及繞組每層膠帶數量是否符合絕緣強度。
2. 光耦合器:
組件本身的距離需符合安規的要求, layout 時零件下方不可有Trace 避免距離
不足的問題。
3. Y-Cap:
本身的特性是高頻低阻抗的組件,當共模雷擊測試時,能量會快速通過Y-Cap
所擺放的路徑, 因此layout 布局時半導體組件(PWM IC , TL431, OP…) GND
trace 應避開Y Cap 雷擊能量泄放路徑, 以避免成零件的損壞

差模的雷擊對策: (Differential)

雷擊能量流經的路徑主要在橋式整流器前的L 和N 回路, 主要對策如下: Varistor(MOV) 或 Spark Gap(雷擊管)吸收 等組件吸收并抑制能量流入power supply 內部。
1. Thermistor (NTC) :串接于L or N 的路徑上,會增加回路的阻抗值,進而降低進入Power supply 的電流能量。
2.MOV(Metal Oxide Varistor ) :金屬氧化物或突波吸收器, 使用上并聯于L 和N 上,組件本身為一個高阻抗的組件,在一般的情形下并不會有損耗產生,只有稍許的漏電流,當瞬間的雷擊高電位進入電源輸入端且超過MOV 的崩潰電壓,此時產生抑制電壓的動作,而讓瞬間上升電流流經MOV 本身進行能量吸收,降低雷擊的能量進入Power Supply 本身。
3. Spark Gap or Gas Discharge Tube : 使用上并聯于Common Choke 同一次側的兩端,針對雷擊所產生的動作保護原理當瞬間的高電位在Common Choke 兩端超過其額定的電壓時會激發惰性氣體, 此時Spark Gap 會產生電弧放電,將突波的能量抑制下來,不讓大量的能量進入Power Supply ,
4. 在layout 上規劃出鋸齒狀的銅箔形式,兩端距離約1mm,當Common Choke 兩端的壓差太大時,產生尖端放電的現象,將能量進而宣泄。

除了上述設計上所應注意的地方之外, Layout 上如何達到對電擊的防制亦是重要一環。

1.地線(Ground) 的處理,如下圖所示

A. 一次側的部分,Ground 的layout 順序大電容的Ground →Current
sensor→Y-Cap→一次側變壓器輔助繞組Vcc 電容的Ground→PWM IC 外圍
組件的ground →PWM IC 的ground 。
B. 二次側的部分:1. TL431 的地接至第二級輸出電容的地。
C. 二次側Y-cap 的出腳接至二次側變壓器的ground 。

2. 正端高壓部分的處理, 如下圖所示。

A. L,N 兩線距離2.5mm 以上及與E 的距離在4mm 以上。
B. 高壓的銅箔與低壓的銅箔安全距離在1.5mm 以上。
C. 一、二次側的距離在6mm 以上。 
4. PWM IC layout 的注意事項 ,因PWM IC 相較于其它的組件而言是屬于比較脆弱且易損傷的組件, ,舉例在一般的PWM IC 都會定義每支腳位所能承受的最大電位及負向電壓如下圖所示,所以一開始layout 其組件的擺置相形重要。

1.Vcc 的電解電容及陶瓷電容。
2.Cs pin 的陶瓷電容。
3.CT pin 的陶瓷電容。
4.COMP pin 的陶瓷電容。
5.以上電容都要盡量要靠近IC,以防止瞬間電壓進入PWM IC(尤其是負電壓)。再來
6.就Ground 的處理, 首先將PWM IC 之 CT / CS / COMP 所有GND 接在一起后,單點
7.進入IC GND,再接至Vcc 電解/陶瓷電容的Ground 最后再接至輔助繞組的Ground。
 
對于layout ground 的部分用實例來解釋 如下圖所示, Ground 的layout 準則
1. Current sense 電阻直接回到大電容的地。
2.由大電容的地先到變壓器的地再到輔助繞組 Vcc 電解電容的地。
3. 由輔助繞組 Vcc 電解電容再分出去給光耦合器的地及IC 外圍陶瓷電容的地,最后接到PWM IC 的地。

4典型的雷擊測試和對策以及小技巧
下面是一個典型的規格: (1.2uS / 50uS)
– 沒有誤動作: 4 kV / 12 Ω共模, 2kV/ 2 Ω 差模
– 可以交流重啟(關機,短時間不工作): 6kV / 12 Ω 共模, 4kV / 2Ω差模
– 更高雷擊電壓時,不能出現安規問題
● 雷擊有兩種模式:差模雷擊和共模雷擊
● 雷擊的峰值電壓是規定的,在kV級別
● 輸入阻抗也是規定的,或者有時規定輸入短路電流
– 例如: 6 kV / 12 Ω = 500A
● 連續的雷擊脈沖和重置時間又非常短造成損害比較大:
– 一個非常短的重置時間如: 15s 或1分鐘, 使其很難通過測試, 原因為壓敏電阻和其他的部分沒時間把溫度降下來!
差模雷擊
 
差模雷擊是高電壓加在L和N線之間.
電流從L線流入從N線流出
共模雷擊(1)
 
當開關在接右位置,電壓加在L線和大地線上(雷擊發生器上顯示“L1/PE”).
當開關在接左位置,電壓加在N線和大地線上(雷擊發生器上顯示“L2/PE”).
上面兩個實際上是在電源產品上產生共模和差模電流電流。
共模雷擊(2)
 
當雷擊發生器設定為“L1, L2 / PE”, 開關同時接到兩線上。這是唯一真的共模雷擊測試設定。如果客戶簡單說共模雷擊指的就這個設定.
系統只有兩線輸入,輸出有懸空(不接大地), 共模雷擊是沒有意義的! (很容易通過測試, 只要輸出真的懸空)

雷擊會產生什么損壞?
差模雷擊產生高的差模電流能導致輸入大電容的電壓升高,而損壞輸入大電解電容和開關管的漏極。

共模雷擊會產生非常高的共模電壓,共模電壓能造成電弧放電。電弧放電發生會產生一個非常高的高頻的電流。如果沒有電弧放電發生,電流比較小,只有寄生電容Cparasitic * dv/dt.

當發生一個電弧放電,會得到一個非常高的峰值高頻電流,高頻電流產生噪聲能耦合進入低壓電路導致誤動作。

雷擊的損壞:
– 非常高的共模電壓能導致跨接在初級和次級間的Y電容損壞。
– 非常高的差模電壓導致輸入回路產生過高的電壓和過大的電流,損壞輸入端的元器件(保險絲,輸入整流橋,X電容,壓敏電阻,開關管)。

振鈴的損壞:
– 高頻電流能導致在漏極上產生不安全的高壓。
– 高頻電流能導致不安全的高壓振鈴,可以損壞像肖特基二極管等器
件。

雷擊電流在電路中是怎么流的?

差模雷擊電流在電路中的流向(CLC結構)

從上面電路圖來看,大部分的差模電流通過C1和C2
– C1 和C2 的電壓將迅速升高,導致漏極電壓過高。
– 要想漏極在輸入電容電壓升高時不損壞,需要加入輸入的過壓保護線路,在輸入電壓高一定值,停止開關,漏極電壓就會降低,就像TOP系列都有輸入過壓保護線路
– 降低輸入大電容的值,也同時降低了成本.
RT1上的損耗是非常大的,輸入電容相當短路,所有的壓降在RT1上,電流非常大: V * I * t = 能量---- 可能會失效。保險絲也是如此。D1可以看到非常高的電壓---- 如果整流二極管損壞是因為電壓過高,那加RC是非常有幫助(在PIN1和PIN2,PIN3和PIN4間接電容, 不需要安規電容)C30 將看到高電壓. X電容具體KV級別的雷擊電壓。 
如果在C30處并聯一個壓敏電阻
– 可以保護整流橋和輸入電容
– 通過保險絲和RT1的峰值電流會增大
● 如果保險絲燒斷,考慮更大的保險絲(更高的I2f),但不要使用“電路保護保險絲”
● 任何額外串聯阻抗將減少峰值電流,
– 高阻值的負溫度系數熱敏電阻RT1
– 輸入共模電感
– 輸入差模電感
● 如果因為差模雷擊電流太大造成的失效(比如:保險絲,RT1),可以外加一個差模電感來減少峰值電流
● 注意:有些電感非常容易飽和,電感從流過它的電流中存儲大量的能量,然后可能因為釋放能量產生高壓而引發電弧放電或者燒毀電感(所以電感在布線時需要加放電針)。
差模雷擊電流在電路中的流向(普通結構)
 
當電路中沒有C1
– 共模電感L1要承受更高的電壓和更多的電流
– 多槽的共模電感對繞組電弧放電有更多的阻抗
● 注意:有些電感器會非常飽和,從電流中存儲大量的能量,然后可能因為釋放能量產生高壓而引發電弧放電或者燒毀電感。
● MOV壓敏電阻:
– 壓敏電阻的直徑大小是其吸收能量的指標
– 記住壓敏電阻是一個電壓箝位----如圖:壓敏電阻會增加在他左邊的器件上的峰值電流
– 例如:在X電容上并聯一個壓敏電阻,保險絲和RT1上的雷擊電流會增大。
差模雷擊電流在電路中的流向(電容等效電感)
 
有時在大的電解電容上的短時間尖峰電壓(因為電容的等效串聯電感ESL和引腳電感造成的), 損壞漏極.
解決的辦法:在輸入電解電容靠近開關管和變壓器處并聯一個高頻的旁路電容,縮小回路面積會有幫助的。
共模雷擊電流在電路中的流向----輸出接大地
 
手機,路由器,機頂盒等其他應用,其輸出接天線或者外接線的電源設備,需要按上圖測試雷擊加在輸入端和輸出端.
● 電壓加在電源的輸入端和輸出端上
● 注意:在左邊,雷擊加在L和N線上(“L1,L2 / PE”)

雷擊電流會流經B+和B-銅皮
● 盡管事實是共模雷擊,你也能看到差模的影響
– 因為L和N線上的阻抗并非完全相同(電流分流器概念)
● Y電容跨接初次級,必需要承受高電壓(雷擊電壓在kV)
● 隔離層將看到高壓經過:
– 光耦器(圖上沒有,實際應用中都會有光耦)
– 從變壓器來看,次級繞組和初級繞組
– 從變壓器來看,次級繞組和輔助繞組
共模和差模電流結合(L1/PE, L2/PE)
 
如果你設定雷擊發生器為“L1/PE” 或“L2/PE”,共模和差模電流結合的效果
● 這個不是普通規格
● 將得到同樣的共模電流流向
● 此外輸入大電容的電壓迅速上升和其他的一些差模電流效果
電流流向----共模雷擊電壓加在輸出端
 
在比較差的電路圖中,電流流過變壓器耦合電容(初級和次級耦合電容)和Y電容,電流流過C腳的電容地和IC的地之間的連線,連線上有雜散電感,造成電壓下降,將顯示在C腳電壓上(共模阻抗耦合)
串聯一個電阻在光耦的反射極(TOP-GX)
 
電流流向:穿過光耦的雜散電容流入初級
● 能注入一個非常大的電流造成C腳誤動作,損壞或者鎖住(和爆掉)
● 在光耦連接到C腳串聯一個300 ?電阻減少電流脈沖
共模雷擊電流流向---3線輸入
 
如果雷擊有加但沒有穿過電源, (e.g. 輸出不接地),然后只有Y電容要耐壓。
● 如果L和N線阻抗不平衡,就會產生差模電流
● Y電容要有KV級別雷擊電壓
 
有時,必須結合測試把雷擊發生器的地線接到交流接頭上的大地端子上和輸出共模.
● 必須分開兩種都測試
● 一些電源有金屬底架,和有的在內部有接地線,接到AC端子的接地線上
● 必須考慮雷擊是怎樣進入客戶系統
● 舉例,如果系統有金屬底架,和這金屬底架是接地的,必須試著把底架的接地點接到雷擊發生器的地

附加小技巧

修理和預防任何的電弧放電。因為電弧放電導致大的高頻電流流。
● 增加空間距離或者在PCB上開槽。
● 一旦發生電弧放電,會在銅皮的上留下痕跡,這個地方很容易再次發生電弧放電地方。因此需要改善這個地方
● 如果壓敏電阻容易炸裂開,可以在壓敏電阻上加熱縮套管。壓敏電阻放在離保險絲比較遠的地方。
● 不能把壓敏電阻加在保險絲前,如果這樣做了違背了安規

雷擊需要考慮下面問題:
– 哪兒的電壓變形?
– 電流流向哪兒?(電弧放電會產生非常高的電流)
– 記住:共模雷擊會產生差模雷擊的效果
– 控制IC的低壓腳,思考一下“共模阻抗在哪里使高頻電流造成問
題?”

記住共模阻抗噪聲耦合
● 能加阻抗減少峰值電流?
– 例如,共模電感,差模電感,或者電阻串聯在光耦器上----但是記
住這些器件都會電弧穿越,如果要加,需要小心
● 能箝住高壓嗎?用壓敏電阻,電容,或者穩壓管?

壓敏電阻的正確接法
 

壓敏電阻的線要越短越好減少寄生電感


5LED驅動電源雷擊浪涌設計
LED 驅動電源雷擊浪涌保護設計( 電源沒有接地的情況)

常見的保護方法是在AC 輸入端先串一個熔斷型保險絲(fuse)做過電流的保護,然后在兩線L-N 之間并聯壓敏電阻(MOV)可以有效地抑制差模出現的異常過電壓,起到對后級電路的保護。
 
根據壓敏電阻失效特性基本上為短路情況,考慮壓敏電阻失效短路后如果前端保險絲未能及時斷開電路,可能導致壓敏電阻過熱而燒壞,為了防止這種情況發生,我們可在壓敏電阻上串接一個溫度保險絲(T-fuse),以便壓敏電阻失效短路后能及時將壓敏電阻從電中斷開,避免造成不必要的損失。

這里我們也可以用陶瓷氣體放電管(GDT)來替代溫度保險絲,分別使用兩種器件的不同在于采用放電管后浪涌沖擊時,殘余電壓會更高,而浪涌通流能力會增強。
 
LED 驅動電源雷擊浪涌保護設計( 電源有接地情況)
戶外的LED 路燈驅動電源都有嚴格的雷擊浪涌試驗要求(如差模、共模6KV/3KA),常見的防雷浪涌保護方案是:分別在L-N 兩線之間以及L/N-PE 兩線分別對地采用壓敏電阻(MOV) 來吸收差模和共模出現的異常浪涌,保護后級電路。
 
由于線對地間的浪涌能力要求比較高,壓敏電阻的浪涌能力與其尺寸基本成正比。而且如果所接大地不干凈,常有異常浪涌出現的話會導致接地的壓敏電阻加速老化,從而影響產品的使用壽命,因此我們會在與地相連的壓敏電阻上串陶瓷氣體放電管,以便杜絕壓敏電阻的漏電流,提高保護電壓防止壓敏電阻過快老化,延長產品的使用壽命。
 
雷擊浪涌要求較高時,相應壓敏電阻殘壓較高,如果后級整流橋或場效應管耐壓較低時,有可能導致整流橋或MOSFET 失效,則可采用差模兩極防護即在整流橋后再加一個壓敏電阻或共模電感上并聯放電管進一步抑制過電壓的沖擊。
 
路燈電源除了雷擊浪涌的測試要求外一般還有絕緣耐壓(Hi-Pot)的測試要求(如線對地耐壓1500VAC或以上,漏電流小于5MA,持續時間60S 等),我們的解決方案是將放電管選擇到3000V 或以上電壓, 既滿足將耐壓的測試要求,同時也滿足6KV 以上浪涌電壓的雷擊試驗。
 

1、芯片發熱


這主要針對內置電源調制器的高壓驅動芯片。假如芯片消耗的電流為2mA,300V的電壓加在芯片上面,芯片的功耗為0.6W,當然會引起芯片的發熱。驅動芯片的最大電流來自于驅動功率MOS管的消耗,簡單的計算公式為I=cvf(考慮充電的電阻效益,實際I=2cvf,其中c為功率MOS管的cgs電容,v為功率管導通時的gate電壓,所以為了降低芯片的功耗,必須想辦法降低c、v和f.如果c、v和f不能改變,那么請想辦法將芯片的功耗分到芯片外的器件,注意不要引入額外的功耗。再簡單一點,就是考慮更好的散熱吧。


2、功率管發熱
 
關于這個問題,也見到過有人在電源網論壇發過貼。功率管的功耗分成兩部分,開關損耗和導通損耗。要注意,大多數場合特別是LED市電驅動應用,開關損害要遠大于導通損耗。開關損耗與功率管的cgd和cgs以及芯片的驅動能力和工作頻率有關,所以要解決功率管的發熱可以從以下幾個方面解決:A、不能片面根據導通電阻大小來選擇MOS功率管,因為內阻越小,cgs和cgd電容越大。
如1N60的cgs為250pF左右,2N60的cgs為350pF左右,5N60的cgs為1200pF左右,差別太大了,選擇功率管時,夠用就可以了。B、剩下的就是頻率和芯片驅動能力了,這里只談頻率的影響。頻率與導通損耗也成正比,所以功率管發熱時,首先要想想是不是頻率選擇的有點高。想辦法降低頻率吧!不過要注意,當頻率降低時,為了得到相同的負載能力,峰值電流必然要變大或者電感也變大,這都有可能導致電感進入飽和區域。如果電感飽和電流夠大,可以考慮將CCM(連續電流模式)改變成DCM(非連續電流模式),這樣就需要增加一個負載電容了。

3、工作頻率降頻
 
這個也是用戶在調試過程中比較常見的現象,降頻主要由兩個方面導致。輸入電壓和負載電壓的比例小、系統干擾大。對于前者,注意不要將負載電壓設置的太高,雖然負載電壓高,效率會高點。對于后者,可以嘗試以下幾個方面:a、將最小電流設置的再小點;b、布線干凈點,特別是sense這個關鍵路徑;c、將電感選擇的小點或者選用閉合磁路的電感;d、加RC低通濾波吧,這個影響有點不好,C的一致性不好,偏差有點大,不過對于照明來說應該夠了。無論如何降頻沒有好處,只有壞處,所以一定要解決。

4、電感或者變壓器的選擇
 
終于談到重點了,我還沒有入門,只能瞎說點飽和的影響了。很多用戶反應,相同的驅動電路,用a生產的電感沒有問題,用b生產的電感電流就變小了。遇到這種情況,要看看電感電流波形。有的工程師沒有注意到這個現象,直接調節sense電阻或者工作頻率達到需要的電流,這樣做可能會嚴重影響LED的使用壽命。所以說,在設計前,合理的計算是必須的,如果理論計算的參數和調試參數差的有點遠,要考慮是否降頻和變壓器是否飽和。變壓器飽和時,L會變小,導致傳輸delay引起的峰值電流增量急劇上升,那么LED的峰值電流也跟著增加。在平均電流不變的前提下,只能看著光衰了。

5、LED電流大小
 
大家都知道LEDripple過大的話,LED壽命會受到影響,影響有多大,也沒見過哪個專家說過。以前問過LED廠這個數據,他們說30%以內都可以接受,不過后來沒有經過驗證。建議還是盡量控制小點。如果散熱解決的不好的話,LED一定要降額使用。也希望有專家能給個具體指標,要不然影響LED的推廣。

整流輸出全橋式變壓器開關電源
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(連載44)整流輸出全橋式變壓器開關電源 
(連載01)開關電源的基本工作原理
(連載02)串聯式開關電源輸出電壓濾波電路
(連載03)串聯式開關電源儲能濾波電感的計算
(連載04)串聯式開關電源儲能濾波電容的計算(2)
(連載05)反轉式串聯開關電源
(連載06)反轉式串聯開關電源儲能電感的計算
(連載07)反轉式串聯開關電源儲能濾波電容的計算
(連載08)并聯式開關電源的工作原理
(連載09)并聯式開關電源輸出電壓濾波電路
(連載10)并聯開關電源儲能電感的計算
(連載11)單激式變壓器開關電源
(連載12)單激式變壓器開關電源工作原理
(連載13)正激式變壓器開關電源
(連載14)正激式變壓器開關電源的優缺點
(連載15)正激式變壓器開關電源電路參數的計算
(連載16)正激式開關電源變壓器參數的計算
(連載17)正激式開關電源變壓器初、次級線圈匝數比的計算
(連載18)反激式變壓器開關電源part1
(連載19)反激式變壓器開關電源part2
(連載20)開關電源電路的過渡過程part1
(連載21)開關電源電路的過渡過程part2
(連載22)反激式變壓器開關電源電路參數計算
(連載23)反激式開關電源變壓器參數的計算
(連載24)反激式開關電源變壓器初級線圈電感量的計算
(連載25)反激式變壓器開關電源的優缺點
(連載26)雙激式變壓器開關電源part1
(連載27)雙激式變壓器開關電源part2
(連載28)整流輸出推挽式變壓器開關電源
(連載29)推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算
(連載30)推挽式變壓器開關電源儲能濾波電容參數的計算
(連載31)推挽式開關電源變壓器參數的計算
(連載32)推挽式開關電源的優缺點
(連載33)半橋式變壓器開關電源
(連載34)交流輸出半橋式變壓器開關電源part1
(連載35)交流輸出半橋式變壓器開關電源part2
(連載36)交流輸出單電容半橋式變壓器開關電源part1
(連載37)交流輸出單電容半橋式變壓器開關電源part2
(連載38)單電容半橋式變壓器開關電源輸出電壓
(連載39)整流輸出半橋式變壓器開關電源
(連載40)半橋式開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算
(連載41)半橋式開關電源變壓器參數的計算
(連載42)半橋式變壓器開關電源的優缺點
(連載43)全橋式變壓器開關電源
1-8-3-2.整流輸出全橋式變壓器開關電源
圖1-48是全波整流輸出全橋式變壓器開關電源工作原理圖;圖1-49是輸出電壓可調的全橋式變壓器開關電源工作原理圖。
整流輸出全橋式變壓器開關電源的工作原理與整流輸出推挽式變壓器開關電源以及整流輸出半橋式變壓器開關電源的工作原理是非常接近的,只是變壓器的激勵方式與工作電源的接入方式有點不同。關于圖1-48和圖1-49等開關電源的詳細工作原理,以及變壓器、儲能濾波原器件參數的計算,請自己參考前面有關章節內容的分析,這里不再準備贅述。

 


1-8-3-3.全橋式開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算
全橋式開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算主要是針對如圖1-49輸出電壓可調的全橋式變壓器開關電源中的儲能濾波電感、電容參數選擇進行計算。實際上,圖1-49輸出電壓可調的全橋式變壓器開關電源中的儲能濾波電感、電容參數選擇方法,與圖1-33輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源的儲能濾波電感、電容參數選擇方法是基本相同的,因此,這里只列出計算儲能濾波電感、電容參數的公式,對于詳細分析請參考《1-8-1-3.推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感、電容參數的計算》章節的內容。
A)全橋式開關電源儲能濾波電感參數的計算
根據前面分析,以及由圖1-35可以看出,輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源的兩個控制開關K1、K2的占空比必須小于0.5,開關電源電源才能正常工作;當要求輸出電壓可調范圍為最大時,占空比最好取值為0.25。此分析結果對于全橋式開關電源同樣有效。
當兩個控制開關K1、K2的占空比取值均為0.25時,輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源中的儲能濾波電感L以及輸出電壓Uo的計算由(1-144)和(1-145)式決定,即:
L ≥nUiT/12Io =nUi/12FIo —— D為0.25時 (1-144)
Uo =2nUi/3 —— D為0.25時 (1-145)
上面(1-144)和(1-145)式既是計算輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源儲能濾波電感和濾波輸出電壓的表達式(D為0.25時),也是計算輸出電壓可調的全橋式變壓器開關電源儲能濾波電感和濾波輸出電壓的表達式(D為0.25時)。式中:Ui為全橋式變壓器開關電源輸入電壓,Uo為全橋式變壓器開關電源的輸出電壓,T為控制開關的工作周期,F為控制開關的工作頻率,n為開關電源次級線圈N2繞組與初級線圈N1繞組的匝數比。
上面(1-144)和(1-145)式的計算結果,只給出了計算輸出電壓可調的全橋式變壓器開關電源儲能濾波電感L的中間值,或平均值,對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。
B)全橋式開關電源儲能濾波電容參數的計算
根據前面分析,以及由圖1-35可以看出,當兩個控制開關K1、K2的占空比取值均為0.25時,輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源中的儲能濾波電容C參數的計算由(1-149)式決定,即:
C >Io*T/ 8ΔUP-P —— D為0.25時 (1-149)
(1-149)式中:Io是流過負載的電流,T為控制開關K1和K2的工作周期,ΔUP-P為輸出電壓的波紋電壓。波紋電壓ΔUP-P一般都取峰-峰值,所以波紋電壓正好等于電容器充電或放電時的電壓增量,即:ΔUP-P = 2ΔUc 。
(1-149)式,雖然是計算輸出電壓可調的推挽式變壓器開關電源儲能濾波電容的公式(D = 0.25時),但對于輸出電壓可調的全橋式變壓器開關電源中的儲能濾波電容的計算同樣有效。
同理,(1-149)式的計算結果,只給出了計算全橋式變壓器開關電源儲能濾波電容C的中間值,或平均值,即控制開關工作于占空比D為0.25時的情況,對于極端情況可以在平均值的計算結果上再乘以一個大于1的系數。

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